МИКРОПРОЦЕССОРНЫЕ УСТРОЙСТВА В РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЕ

          

Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном


Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном

Таблица 3.9
Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном

Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном входного сигнала и допустимыми шумами квантования. Если на вход АЦП подается сигнал с максимальной амплитудой UMaKC и дисперсией шума ст2ш, то шаг квантования А обычно выбирается равным 1 — Зстш. При увеличении А снижается отношение сигнал/шум на выходе АЦП. Это сниже­ние называют потерями кванто­вания и определяют следующим образом:
Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном

где ДАцп, б2ацп — шаг квантования и дисперсия шумов АЦП (при ААЦп<Збш, б2ацп=Д2ацп/12).
В табл. 3.9 приведены некоторые значения Пкв для различных соотношений Ддцп и стш.
Выбрав из табл. 3.9 значения Якв, с учетом заданного значе­ния динамического диапазона d определяется разрядность АЦП Г21:
Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном

Таким образом, можно рекомендовать следующий порядок выбо­ра типа АЦП:
1) в соответствии с (3.14) определяется FA;
2) исходя из заданного уровня потерь Пзад и fc определяются Ф, П9, Пкв. При этом потери ПАцп = Пф+ПКв<П3ад;
3) определяется минимальное значение lацп. удовлетворяю­щее п. 2;
4) Из табл. 1.6 выбираются АЦП, удовлетворяющие пп. 1), 2),3).
3.6. АЛГОРИТМ КОНСТРУКТОРСКОГО СИНТЕЗА
И ОЦЕНКИ ЭФФЕКТИВНОСТИ РАЗЛИЧНЫХ ВАРИАНТОВ
РЕАЛИЗАЦИИ МИКРОПРОЦЕССОРНЫХ УСТРОЙСТВ
Решение задачи конструкторского синтеза и оценки эффек­тивности различных вариантов реализации МПУ включает сле­дующие этапы: анализ требований реализации заданного алгоритма; построение различных вариантов МПУ; оценка конкуриру­ющих вариантов и выбор наиболее эффективного из них.
Рассмотрим алгоритм выполнения этих этапов на примере проектирования цифрового спектроанализатора, реализованной на основе алгоритма БПФ. Исходными данными являются: диапа­зон анализируемых частот 200 кГц; длительность сигнала 2,5 мс: динамический диапазон по входу 30 дБ; амплитуда входного сигнала 63 мВ; среднее квадратическое значение шума на входе 2 мВ; величина внеполосного затухания 40 дБ; несущая частота 20 МГц; полоса .пропускания эквивалентного фильтра не более 550 Гц; число подмассивов обработки 1.
Микропроцессорное уст­ ройство реализуется на печатных платах с одно- или двухсторон­ней компоновкой; при этом удельная мощность рассеивания не более 0,08 Вт/см2, наработка на отказ не менее 20 000 ч.
Анализ требований реализации заданного алгоритма. Задачей этого этапа является определение параметров спектроанализатора, необходимых для по­строения различных вариантов МПУ. Как известно [2], применяются, в основ­ном, два варианта построения спектроанализатора: с формирователем квадра­тур (ФК) (см. рис. 2.5) и без него. Использование ФК позволяет в 2 раза снизить .Рд при параллельной работе двух АЦП в каналах ФК. Недостатком такой структуры является ограниченный динамический диапазон входного сиг­нала. Из табл. 3.1 и 3.2 определяем, что для обеспечения уровня ложных сиг­налов не выше 40 дБ нелинейность амплитудных характеристик должна быть не более 1%, а отклонение разности фаз в квадратурных каналах от п/2 не более 1°. Для обеспечения такой точности необходимо в алгоритм спектрального ана­лиза ввести коррекцию мнимой и действительной частей входных отсчетов. При дискретизации на несущей частоте вдвое увеличивается входной массив, что потребует введения дополнительного этапа вычисления! ДПФ. Поэтому, с точки зрения временных затрат, эти структурные варианты примерно равноценны.
Несущая частота равна 20 МГц. Из табл. 3.8 определяем, что для обеспе­чения снижения отношения сигнал-шум не более 2 — 3 дБ длительность выборки сигнала 9=0,36 Tп=9 нc. Разработка УВХ с такими параметрами представ­ляет собой сложную задачу, поэтому выбираем структуру с ФК. Частота дис­кретизации входного сигнала Рд>ДF=200 кГц. Полоса пропускания эквива­лентного фильтра Дf'=1/Tс=400 Гц. Число спектральных отсчетов Nc — =Тс/Тя = 500. Исходя из заданного динамического диапазона входного сигнала при условии Дацп/бш=1 определим разрядность АЦП: lАцп=] Iog2d [=5.
Для обеспечения внеполосного подавления от — 40 дБ используем весовую обработку входных отсчетов [30].


Известно, что весовая обработка приводит к расширению Дf'. Допустимое значение коэффициента расширения k<Дf/Дf'= = 1,37. Этим требованиям удовлетворяет окно Хэмминга, обеспечивающее подав­ление боковых лепестков до — 43 дБ и ширину полосы пропускания Дf= = 400-1,35=544 Гц.
Операция весовой обработки (как и операция коррекции) сводится к ум­ножению входных отсчетов на постоянную величину. Для сокращения аппара­турных затрат целесообразно совместить выполнение этих операций и исполь­зовать один умножитель. При этом корректирующая функция Ф должна учи­тывать значения весового окна, а также параметры нелинейности и отклонения фаз квадратурных каналов.
Аппаратурные затраты МПУ и особенно ЗУ во многом определяются вы­бранной системой счисления. При построении цифровых устройств обработки огналов применяются системы счисления с фиксированной, плавающей и по-Слочно-плавающей запятой [30]. Методика расчета разрядности представления комплексных входных отсчетов в различных системах счисления рассмотрена в [2,30]. В этих работах показано, что в системе счисления с фиксированной Запятой разрядность комплексных отсчетов lк.ч>2(lАЦП+L), где L — число тапов вычисления БПФ. В системе счисления с плавающей запятой разряд­ность кодов мантиссы и порядка выбирается согласно следующим неравенст­вам: lк.м>lАЦП, lп=log2L. Признак переполнения отсутствует при выполне­нии условия: (2lАЦП — 1)>3бс(j) + 2iUвх/ДАцп , где бс (j) — суммарное сред-нее квадратическое отклонение шума, полученное в результате выполнения j-го этапа БПФ. Если данное условие не выполняется, то результат БО должен масштабироваться.
Система счисления с поблочно-плавающей запятой представляет собой комбинацию представления чисел с фиксированной и плавающей запятой. Вместо нормирования каждого представляемого числа в отдельности в дан­ной системе один и тот же порядок используется для представления целого массива (блока) чисел. Для этого из массива выбирается наибольшее число и представляется с плавающей запятой для определения общего порядка.


Значе­ния остальных (меньших) чисел содержат их мантиссы. С точки зрения ис­ пользуемой емкости памяти система счисления с поблочно-плавающей запятой более экономична. С учетом методики, изложенной в [2], найдем разрядность представления чисел в различных системах счисления: с фиксированной запя­той lк.ч>30, с плавающей lк.ч>22, с поблочно-плавающей lк.ч>18. С точки зрения экономики памяти целесообразно выбрать систему счисления с поблоч­но-плавающей запятой. Однако поскольку массив обрабатываемых отсчетов не­велик, оценим объем сэкономленной памяти:
ДEОЗУ = 2NХДl=1КХ14.
Достигнутый аппаратурный выигрыш составляет две микросхемы емкостью 2КХ8. Вместе с тем использование системы счисления с поблочно-плавающей запятой требует введения дополнительных операций масштабирования, что ус­ложняет структуру МП БО. Поэтому в данном случае выбираем систему счи­сления с фиксированной запятой.
Алгоритм спектрального анализа приведен на рис. 3.12,а. На вход уст­ройства поступают отсчеты с Гд=5 мкс. Блок коррекции выполняет умноже­ние входных отсчетов на значения корректирующей функции, которые хранят­ся в ППЗУ, емкостью NX 16. В регистрах Pcl — Ргб записаны основные пара­метры обрабатываемого массива: начальный адрес массива входных отсчетов {Pel), начальный адрес массива поворачивающих коэффициентов (Рг2), число БО, выполняемых на каждом этапе вычислений (РгЗ), текущий номер выпол­няемого этапа БПФ или номер итерации (Рг4), число итераций, необходимых для выполнения БПФ (Рг5) и текущей номер выполняемой БО (Ргб).
Вычисление текущих значений адресов входных отсчетов осуществляется с учетом необходимости перестановки данных после выполнения каждого эта­па БПФ [30]. После выполнения 256 БО изменяется текущее значение номе­ра итерации, что учитывается при вычислении значений адресов. После вычисления L итераций в ОЗУ записаны 512 комплексных значений спектральных-отсчетов входного сигнала.
В качестве базиса описания алгоритма, изображенного на рис. 3.12,а, при­мем команды, приведенные в табл. 3.5 и дополненные подпрограммами коррек­ции входных отсчетов, выполнения БО и вычисления текущего значения ад­ресов.


На каждой итерации вычисления БПФ выполняется N/2 БО, в которык участвует N отсчетов, разбитых на N/2J групп, где J — номер выполняемом итерации. Считаем, что в данном случае применяется алгоритм БПФ с замеще­нием, т. е. результаты выполнения БО записываются в те же ячейки ОЗУ, ив которых считывались исходные данные. В этом случае алгоритм формирования адресов считывания ОЗУ при коэффициенте распараллеливания Kр = 1 может быть представлен следующим выражением [2]: 1
Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном
                                                                                                  (3.17)
где t=0, 1..... (NL — 1) — номер формируемого адреса.
Реализация этого алгоритма может быть осуществлена двоичным счетчи­ком, первый разряд которого выполняет функцию i mod 2. Умножение этого разряда на 29-J увеличивает вес разряда в формируемом адресе. Как следу­ет из алгоритма, на первой итерации этот вес равен 8, на второй 7 и т. д. Второе слагаемое алгоритма определяет вес разрядов счетчика, начиная со вто­рого. На первой итерации разрядам 2 — 9 счетчика присваиваются веса с пер­вого по восьмой, на второй итерации — с первого по седьмой и т. д. На де­вятой итерации значение (i-2)mod 1 равно 0. Третье слагаемое уравнения (3.17) реализуется использованием соответствующих разрядов счетчика. На первой итерации значение 210((4-210)mod 512 равно 0. На второй итерации де­вятый разряд счетчика является девятым разрядом адреса считывания. На третьей итерации девятый и восьмой разряды являются девятым и восьмым разрядом АСч. На девятой итерации разряды счетчика со второго по девятый соответствуют аналогичным разрядам АСч-
Адреса считывания поворачивающих коэффициентов W формируются сле­дующим образом:
Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном
                                                                                          (3.18)
Алгоритмы (3.17) и (3.18) могут быть реализованы программно и аппа-ратно. Так как системы команд МП, приведенных в табл. 1.2, не ориентированы на выполнение операций с отдельными битами, то программная реализация алгоритма (3.17) потребует не менее 10 микрокоманд.


Один из вариантов аппаратной реализации алгоритма формирования адре­сов считывания приведен на рис. 3.13 [2]. Разряды 9-разрядного счетчика ре­ализуют отдельные слагаемые алгоритма (3.17) в соответствии с приведенным выше описанием. Коммутация разрядов счетчика (изменение их веса) осуществ­ляется мультиплексорами, управление которыми производится кодом номера итерации. При реализации устройства на микросхемах серии 133 необходимы 3 микросхемы 133ИЕ7, 17 микросхем 133КП5 и 2 микросхемы 133ИР13. Вре­мя формирования адреса одного отсчета около 300 не.
Небольшой объем обрабатываемого массива данных позволяет реализовать формирователь адресов считывания ОЗУ и ПЗУ на микросхемах памяти. Чио ло адресов ОЗУ JVL=4608, ПЗУ=256-8=2048. Разрядность адреса считывания ОЗУ A'CЧ = ]log2NL[=13; A'счпзу = 11. Устройство формирования адресов может быть реализовано на трех микросхемах РПЗУ с ультрафиолетовым сти­ранием информации К573РФ6 емкостью 8К.Х8 либо на других микросхемах (см. табл. 1.5).
Коррекция входных отсчетов заключается в умножении этих отсчетов, по­ступающих с АЦП, на значения корректирующей функции, хранимые в ППЗУ емкостью 512 слов. Особенностью данного алгоритма является ограниченный динамический диапазон входного сигнала, а следовательно, и небольшая раз­рядность входных отсчетов (6 бит). Это позволяет реализовать коррекцию вход­ных отсчетов на ПЗУ, выполняющем роль умножителя. На адресные входы ПЗУ подаются два числа: множитель и множимое. В ячейке ПЗУ, адрес которой равен коду перемножаемых чисел, хранится их произведение. Поскольку раз­рядность входных отсчетов 6 бит, разрядность корректирующей функции тоже может быть принята 6 бит. Для реализации такого умножителя необходимо взять БИС ПЗУ, имеющую не менее 4К адресуемых ячеек.
Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном

Разрядность АЦП определяется динамическим диапазоном

Рис. 3.12. Структурная схема алгоритма спектрального анализа (а) и его гра­фовая модель (б)

Содержание раздела